ステップのインダクタ値の選択

バックコンバータはステップダウンコンバータとも呼ばれ、DC入力電圧をより低いDC出力電圧に効率的に変換するスイッチモード電圧レギュレータです。 この一連の記事では、LTspice を使用してスイッチモード電圧コンバータの電気的動作を調査します。 この記事では、回路のインダクタに関する設計タスクとトレードオフについて検討していきます。

図 1 に示す LTspice 回路図を使用すると、降圧コンバータの電力段をシミュレーションできます。 完全なコンバーターにするには、電圧を調整するフィードバック制御ループを追加する必要があります。

Texas Instruments のアプリケーション ノートには、インダクタ サイズを計算するための次の式が記載されています。

$$L=\frac{V_{OUT}\times\left(V_{IN}-V_{OUT}\right)}{\Delta I_L \times f_S \times V_{IN}}$$

これらの用語にはそれぞれ説明が必要です。

VOUT:これは、設計対象となる安定化出力電圧です。 最終的にレギュレータの出力電圧を高くしたり低くしたりすることになるかもしれませんが、それは問題ありませんが、出力電圧を大幅に変更した場合、コンバータは新しいインダクタンス値の恩恵を受ける可能性があります。

VIN:同様に、スイッチングレギュレータが入力電圧の範囲に耐えることを期待することが多いため、VINが固定されていない場合は、範囲の中間の値を選択できます。

fS (スイッチング周波数):インダクタンス値を計算する前に、スイッチング周波数を考慮する必要があります。 200 kHz ～ 2 MHz の間が適切な開始点です。 その範囲の下限と上限のどちらを優先すべきかに関するガイダンスが必要な場合は、「スイッチング レギュレータの周波数を選択する方法」というタイトルの私の記事を参照してください。

ΔIL:これは、インダクタ電流リップル、つまり、図 2 に示すように、インダクタ電流のピークツーピーク変動を示します。

スイッチング素子のオン/オフ動作に応答して、降圧コンバータのインダクタ電流は増減し、負荷電流 (インダクタ電流の平均値) を超えたり下回ったりします。 これらの偏差の大きさは、インダクタ電流リップル (ΔIL) として表されます。

電流リップル (CR) を予想負荷電流のパーセンテージとして表すと、推奨される CR 仕様は 30% になります。 これは、最大インダクタ電流が予想負荷電流より 15% 高く、最小インダクタ電流が予想負荷電流より 15% 低いことを意味します。

「予想負荷電流」の代わりに「最大負荷電流」または「全負荷電流」などの用語が表示される場合があります。 私はこれらすべてが、レギュレーターが長期的に供給する必要がある最大負荷電流を意味すると解釈しています。 ΔIL ターゲットを設定する場合、異常に高い過渡電流は考慮しません。

インダクタのサイジングの例を見てみましょう。 ここで実際に何か新しいことを行うために、LTspice 回路のさまざまなパラメータを変更します。

私たちの目的が、かなり高いシステム電圧を受け入れ、低電力の混合信号組み込みシステムに適した電圧レールを生成することであると想像してみましょう。 公称入力電圧は 24 V、望ましい出力電圧は 3.3 V であるとします。予想される負荷電流は 70 mA です。

この種のアプリケーションにはスイッチングレギュレータが推奨されます。これは、入力と出力の差が大きいとリニアレギュレータの固有の非効率が増大するだけであるためです。

一部のアナログ回路に電力を供給するため、出力電圧のリップルを低減したいと考えています。 また、スイッチング周波数を高くすると出力リップルの低減に役立つため、スイッチング周波数を高くする (たとえば 1.5 MHz としましょう) ことを選択します。

初期デューティ サイクルも選択する必要があります。 このために、指定された入力電圧と出力電圧に対して回路が必要とする最大デューティ サイクルを使用することができ、最大デューティ サイクルは次のように計算されます。

$$D_{max}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}\times \text{効率}}$$

効率の妥当な近似値は 90% であるため、最大デューティ サイクルは約 15% になります。